電源定序避免損壞在啟動目前的大型系統單晶片FPGA的多重電軌時, 有許多技巧可用來控制其啟動順序和時序. 遵照裝置製造商所指定的正確順序甚為重要, 如此可避免裝置抽取過多電流而導致損壞.
有些方法是透過操縱各轉換器的電源良好輸出, 來控制順序中下一個供應的Enable腳位. 如需要繼電器, 可插入電容器. 另一種類似的方式則是使用重置IC, 在前一個供電達到所要的電壓後啟動下一個轉換器. 每種方法都有一些缺點, 且這些方法都無法控制電源關閉的順序. 依正確的相反順序關閉電軌, 跟開啟電源順序是否正確一樣重要, 都是為了確保裝置能安全運作.
使用專用的電源定序IC, 則更能穩定確保其順序正確. IC可程式化, 在所要的時間點分別傳送Enable訊號. 圖1顯示多通道定序器如何管理FPGA核心邏輯, 周邊和I/O電域. 即使如此, 電源關閉順序仍舊難以控制, 因為每個電軌上的去耦合電容器在轉換器關閉後仍可能殘留電荷, 且殘留時間不一定, 而每個電軌最多可能連接多達20mF的總去耦合電容.
定序器維持電源關閉控制
使用具有已知時間常數的電路, 主動將去耦合電容器放電, 定序器便能維持正確的電源關閉順序, 其做法是在串聯的電容器中暫時插入放電電阻器. 圖2顯示如何在加入最少必要元件下, 使用一對細心挑選的MOSFET將電阻器插入電路中.
圖中的電路假設DC-DC穩壓器在提供關機訊號後無法持續產生輸出. 假如DC-DC穩壓器的輸出能在收到關機指令後持續供應電源, 則需要額外的繼電器才能啟動放電電路.
選擇的R2值必須能確保適當的放電時間, 讓定序器能在可接受的時間間隔內完成關機. 另外還要注意的是, 電阻必須夠大, 才能避免電流尖峰值上升率過快, 避免引發EMI問題, 以及對Q2和去耦合電容器組造成瞬態熱應力. 實務上, 選擇R2值時需考慮一些額外的重要參數, 像是Q2的導通電阻(RDS(ON))和電容器組的等效串聯電阻(ESR).
選擇MOSFET Q1時應參考電源定序器的輸出電壓閾值. 所選的裝置應有夠高的閘極閾值電壓(VGS(th)), 確保定序器輸出為高電位時能保持關閉, 但要注意的是, VGS(th)會隨接面溫度上升而下降. 本範例中選擇的定序器操作供應電壓為5V, 最小指定高電位輸出電壓為4.19V. Q1的VGS(th)在60℃環境操作溫度下必須大於0.9V, 以確保運作正常. 此外, 閘極應使用100kΩ電阻下拉至源極電位, 以避免誤開. 查看MOSFET資料表中VGS(th)與溫度的標準化曲線, 顯示Diodes公司的ZXMP6A13F符合要求: 保證最小VGS(th)在室溫下為1V, 到60℃則下降至0.9V左右.
在此範例中, 我們假設定序器必須在100ms內關閉總共10V的電軌. 因此, 每個電軌的去耦合電容器組必須在10ms內完成放電. 目標是達成RC時間常數8ms的3倍, 確保電容器在要求時間內放電到全電壓的5%以下. 計算RC常數時, 電容器組的MOSFET RDS(ON), 寄生線路電阻和ESR都必須與電阻器R2一同納入考量.
假設電容器ESR和線路電阻加起來不超過10mΩ, 去耦合電容器組的總電容值為15mF, 則RDS(ON)和R2的適當值可用下列運算式求得:
3x(10mΩ+R2+(1.5×RDS(ON)))×15mF=8ms
假設R2=50mΩ, 功率MOSFET Q2的RDS(ON)在VGS=4.5V且環境溫度為25℃下必須小於80mΩ.
選擇MOSFET時, 溫度相關變動的效應和RDS(ON)的批量變異也應考量在內. RDS(ON)在4.5V閘極驅動下, 超出預期作業溫度範圍時的變異可能高達15mΩ. 因此最好的做法是, 確定R2為所選MOSFET之製造商指定最大RDS(ON)的兩倍左右. 如果R2為50mΩ, 則可選用Diodes公司的DMN3027LFG N通道MOSFET. 此裝置在VGS=4.5V, 室溫下的RDS(ON)典型值和最大值分別為22mΩ和26.5mΩ. 因此, RDS(ON)變化可從15mΩ到40mΩ, 放電時間從95%(3倍RC)的3.9ms起跳, 使用最差20mF大小的電容器組時放電時間則可能拉長到5.4ms.
評估最大單一脈衝保護MOSFET安全
DMN3027LFG會隨時間以電流和電壓為函數消耗電容器內的能源, 因此有需要評估最大單一脈衝, 讓功率MOSFET能夠安全應付, 同時確保接面溫度不會超過絕對最高額定典型值TJ(max)=150 ℃. 相關詳細資料可查看MOSFET資料表中的安全操作區(SOA). SOA應以所需的MOSFET閘極驅動器應用的環境操作溫度為基礎. 在使帶0.9V電荷的電容器組放電時, 可接受的SOA曲線應指出單一脈衝尖峰電流量為至少1V, 脈衝寬度介於1ms至10ms. SOA應適用於一般的應用環境溫度, 安裝在使用最少散熱器(亦稱最小建議墊片MRP配置)下的電路板上時, 亦即假設的60℃.
此外也需要考量DMN3027LFG(Q2) MOSFET和R2串聯電阻的功耗. 最糟的使用情況, 就是在很短的時間內對電容器進行充放電. 假設最糟情況下, 電源定序器可進入連續迴路, 每隔20ms啟動一次DC-DC穩壓器並接著停用(10ms啟用+10ms停用), DMN3027LFG和R2將會有大約0.5W的功耗. 這是從電容器組儲存的已知總能源會每隔20ms放電計算得到:
P=E÷t=½CV2÷20ms=500mW(假設C=20mF, 充電至1V)
DMN3027LFG的最大溫度調整RDS(ON)為40mΩ, 因此Q2和R2的功耗分別為222mW和278mW. 若RDS(ON)為較低的15mΩ, R2的功耗將增加到385mW, 因此需使用0.5W額定值的電阻.
在一般應用中, 環境溫度預期接近60℃, 而DMN3027LFG在最小建議墊片配置下的接面至環境熱電阻(RθJA)為130℃/W, 功耗達222mW時TJ接近90℃. 這表示TJ(max)=150℃還有很多預留空間.
圖3顯示電路實際運作方式. 尖峰電流限制在大約12.5A, 電容器組從初始1V充電狀態下放電至5%的時間約為4ms, 此數值接近理論值的計算結果.
