电源定序避免损坏在启动目前的大型系统单晶片FPGA的多重电轨时, 有许多技巧可用来控制其启动顺序和时序. 遵照装置制造商所指定的正确顺序甚为重要, 如此可避免装置抽取过多电流而导致损坏.
有些方法是透过操纵各转换器的电源良好输出, 来控制顺序中下一个供应的Enable脚位. 如需要继电器, 可插入电容器. 另一种类似的方式则是使用重置IC, 在前一个供电达到所要的电压后启动下一个转换器. 每种方法都有一些缺点, 且这些方法都无法控制电源关闭的顺序. 依正确的相反顺序关闭电轨, 跟开启电源顺序是否正确一样重要, 都是为了确保装置能安全运作.
使用专用的电源定序IC, 则更能稳定确保其顺序正确. IC可程式化, 在所要的时间点分别传送Enable讯号. 图1显示多通道定序器如何管理FPGA核心逻辑, 周边和I/O电域. 即使如此, 电源关闭顺序仍旧难以控制, 因为每个电轨上的去耦合电容器在转换器关闭后仍可能残留电荷, 且残留时间不一定, 而每个电轨最多可能连接多达20mF的总去耦合电容.
定序器维持电源关闭控制
使用具有已知时间常数的电路, 主动将去耦合电容器放电, 定序器便能维持正确的电源关闭顺序, 其做法是在串联的电容器中暂时插入放电电阻器. 图2显示如何在加入最少必要元件下, 使用一对细心挑选的MOSFET将电阻器插入电路中.
图中的电路假设DC-DC稳压器在提供关机讯号后无法持续产生输出. 假如DC-DC稳压器的输出能在收到关机指令后持续供应电源, 则需要额外的继电器才能启动放电电路.
选择的R2值必须能确保适当的放电时间, 让定序器能在可接受的时间间隔内完成关机. 另外还要注意的是, 电阻必须够大, 才能避免电流尖峰值上升率过快, 避免引发EMI问题, 以及对Q2和去耦合电容器组造成瞬态热应力. 实务上, 选择R2值时需考虑一些额外的重要参数, 像是Q2的导通电阻(RDS(ON))和电容器组的等效串联电阻(ESR).
选择MOSFET Q1时应参考电源定序器的输出电压阈值. 所选的装置应有够高的闸极阈值电压(VGS(th)), 确保定序器输出为高电位时能保持关闭, 但要注意的是, VGS(th)会随接面温度上升而下降. 本范例中选择的定序器操作供应电压为5V, 最小指定高电位输出电压为4.19V. Q1的VGS(th)在60℃环境操作温度下必须大于0.9V, 以确保运作正常. 此外, 闸极应使用100kΩ电阻下拉至源极电位, 以避免误开. 查看MOSFET资料表中VGS(th)与温度的标准化曲线, 显示Diodes公司的ZXMP6A13F符合要求: 保证最小VGS(th)在室温下为1V, 到60℃则下降至0.9V左右.
在此范例中, 我们假设定序器必须在100ms内关闭总共10V的电轨. 因此, 每个电轨的去耦合电容器组必须在10ms内完成放电. 目标是达成RC时间常数8ms的3倍, 确保电容器在要求时间内放电到全电压的5%以下. 计算RC常数时, 电容器组的MOSFET RDS(ON), 寄生线路电阻和ESR都必须与电阻器R2一同纳入考量.
假设电容器ESR和线路电阻加起来不超过10mΩ, 去耦合电容器组的总电容值为15mF, 则RDS(ON)和R2的适当值可用下列运算式求得:
3x(10mΩ+R2+(1.5×RDS(ON)))×15mF=8ms
假设R2=50mΩ, 功率MOSFET Q2的RDS(ON)在VGS=4.5V且环境温度为25℃下必须小于80mΩ.
选择MOSFET时, 温度相关变动的效应和RDS(ON)的批量变异也应考量在内. RDS(ON)在4.5V闸极驱动下, 超出预期作业温度范围时的变异可能高达15mΩ. 因此最好的做法是, 确定R2为所选MOSFET之制造商指定最大RDS(ON)的两倍左右. 如果R2为50mΩ, 则可选用Diodes公司的DMN3027LFG N通道MOSFET. 此装置在VGS=4.5V, 室温下的RDS(ON)典型值和最大值分别为22mΩ和26.5mΩ. 因此, RDS(ON)变化可从15mΩ到40mΩ, 放电时间从95%(3倍RC)的3.9ms起跳, 使用最差20mF大小的电容器组时放电时间则可能拉长到5.4ms.
评估最大单一脉冲保护MOSFET安全
DMN3027LFG会随时间以电流和电压为函数消耗电容器内的能源, 因此有需要评估最大单一脉冲, 让功率MOSFET能够安全应付, 同时确保接面温度不会超过绝对最高额定典型值TJ(max)=150 ℃. 相关详细资料可查看MOSFET资料表中的安全操作区(SOA). SOA应以所需的MOSFET闸极驱动器应用的环境操作温度为基础. 在使带0.9V电荷的电容器组放电时, 可接受的SOA曲线应指出单一脉冲尖峰电流量为至少1V, 脉冲宽度介于1ms至10ms. SOA应适用于一般的应用环境温度, 安装在使用最少散热器(亦称最小建议垫片MRP配置)下的电路板上时, 亦即假设的60℃.
此外也需要考量DMN3027LFG(Q2) MOSFET和R2串联电阻的功耗. 最糟的使用情况, 就是在很短的时间内对电容器进行充放电. 假设最糟情况下, 电源定序器可进入连续回路, 每隔20ms启动一次DC-DC稳压器并接着停用(10ms启用+10ms停用), DMN3027LFG和R2将会有大约0.5W的功耗. 这是从电容器组储存的已知总能源会每隔20ms放电计算得到:
P=E÷t=½CV2÷20ms=500mW(假设C=20mF, 充电至1V)
DMN3027LFG的最大温度调整RDS(ON)为40mΩ, 因此Q2和R2的功耗分别为222mW和278mW. 若RDS(ON)为较低的15mΩ, R2的功耗将增加到385mW, 因此需使用0.5W额定值的电阻.
在一般应用中, 环境温度预期接近60℃, 而DMN3027LFG在最小建议垫片配置下的接面至环境热电阻(RθJA)为130℃/W, 功耗达222mW时TJ接近90℃. 这表示TJ(max)=150℃还有很多预留空间.
图3显示电路实际运作方式. 尖峰电流限制在大约12.5A, 电容器组从初始1V充电状态下放电至5%的时间约为4ms, 此数值接近理论值的计算结果.
