시스템 시동 전류 대규모 다중 단일 FPGA 칩 전력 레일 중 파워 시퀀싱 않도록 손상이 시동 순서 및 정확한 순서가 중요 지정된 장치 제조업체 타이밍. 따라 제어하는 데 사용될 수있는 많은 방법이 있으며, 따라서 추출 수단을 회피 할 수있다 과도한 전류는 손상의 원인이됩니다.
일부 방법은 각 컨버터의 파워 굿 (power good) 출력을 조작하여 시퀀스의 다음 전원의 인 에이블 핀을 제어한다. 릴레이가 필요할 경우 커패시터를 삽입하거나 리셋 IC를 사용하거나, 원하는 전압으로의 파워 업은 다음 컨버터에서부터 시작됩니다.이 방법들에는 각각 몇 가지 단점이 있으며 전원이 꺼지는 순서를 제어하는 방법은 없습니다. 올바른 순서로 레일을 닫는 것이 올바른 순서로 전원을 켜는 것만큼이나 중요합니다 장치가 안전하게 작동 할 수 있는지 확인하는 것입니다.
정확한 순서를 보장하기 위해 더욱 안정한 IC를 시퀀싱 전용 전원.이 IC 프로그래머블. 각각의 시점에서 송신 신호를 사용 그림 1을 어떻게 멀티 채널 시퀀서 관리 FPGA 로직 코어 외주와 I / 각각의 전력 레일 전하의 디커플링 커패시터가 전환 후 오프하고, 나머지 시간은 각각의 전력 레일은 최대한까지 연결되고, 필요없는 상태로 유지 할 수 있기 때문에 O 전계. 그럼에도 불구하고, 전원 - 오프 시퀀스는 여전히 제어하기 어렵다 총 디커플링 커패시턴스 20mF.
시퀀서는 전원 꺼짐 제어를 유지합니다.
디커플링 커패시터를 사전에 방전시키는 데 알려진 시간 상수를 가진 회로를 사용하여 시퀀서는 방전 저항을 직렬 커패시터에 일시적으로 삽입함으로써 적절한 파워 다운 시퀀스를 유지한다. 그림 2는 최소 필요한 이 소자 아래에서 신중하게 선택된 MOSFET을 사용하여 저항을 회로에 삽입한다.
그림의 회로는 DC-DC 레귤레이터가 셧다운 신호를 제공 한 후에도 지속적으로 출력을 생성 할 수 없다고 가정합니다. 셧다운 명령이 수신 된 후 DC-DC 레귤레이터의 출력이 계속해서 전력을 공급하면 방전 회로를 활성화하기 위해 추가 릴레이가 필요합니다 .
시퀀서가 허용 가능한 시간 간격 내에 셧다운 될 수 있도록 적절한 방전 시간을 확보하기 위해서는 R2의 값을 선택해야한다. 또한 과도한 전류 스파이크를 피하기 위해 저항이 커야하며 EMI 문제 및 Q2 및 디커플링 커패시터 뱅크의 일시적인 열 응력 발생 실제로 R2의 선택 저항 (RDS (ON)) 및 커패시터 뱅크의 커패시턴스와 같은 R2 값을 선택할 때 고려해야 할 중요한 추가 매개 변수가있다 등가 직렬 저항 (ESR).
기준 전원 시퀀서 출력 전압 임계 값. 상기 장치는 충분히 높은 게이트 임계 전압을 선택해야 선택 MOSFET의 Q1 (VGS (일)), 시퀀서 출력이 고전 위를 유지하는 폐쇄되도록하지만 그 참고 VGS (번째)의 접합 온도 상승에 따라 감소한다. 시퀀서 동작 전원 전압이 60 ℃에서 5V가 높은 전압 VGS 4.19V의 최소한 지정된 출력 전압. Q1은 본 실시 예 (제)에서 선택된다.] C를 주변 동작 온도는 정상 동작을 보장하기 위해, 0.9V보다 커야한다. 또한, 상기 게이트는 풀다운하는 저항을 100kΩ의 전위 거짓 개방을 방지하기 위해 사용되어야한다. 정규화 된 커브 및 온도 표시 다이오드 테이블 뷰 MOSFET VGS (번째)에 ZXMP6A13F의 요건 : 최소 보장 VGS (일) 실온에서 1V 후 60 ℃로 하강]을 C에 대해 0.9V..
이 예에서는. 따라서, 각각의 전력 레일 디커플링 커패시터 뱅크 방전은 10ms 이내에 완료되어야 시퀀서이 100ms에서 모두 10V 전원 레일을 종료해야한다고 가정한다. 목표는 3 배 속도 8ms의 RC 시정 수를 달성하는 것이다 RC 상수를 계산할 때 전체 전압의 5 %에 필요한 시간 내에 커패시터 방전., MOSFET RDS 커패시터 뱅크 (온), 기생 저항 및 ESR 라인 저항 R2와 함께 고려 있어야되도록.
커패시터의 ESR을 합하고 라인 저항이 10mΩ의 커패시터 뱅크 15mF 전체 디커플링 커패시턴스 값 이하라고 가정은 RDS (ON) 및 적합한 값 얻어지는 다음 식의 R2가 사용될 수있다 :
3x (10mΩ + R2 + (1.5 × RDS (ON)) × 15mF = 8ms
R2 = 50MΩ, VGS = 4.5V 및 25 ℃의 주변 온도에서의 파워 MOSFET의 Q2의 RDS (ON)을 가정한다.] C는 80mΩ 이하이어야한다.
모스펫 및 RDS (ON) 배치 변화의 온도 의존성의 변화의 영향을 선택할 때 포함 고려되어야한다. 따라서, 변동이 15mΩ까지 일 수있다 예상 작동 온도 범위를 초과 4.5V 게이트 드라이브. 기껏 (ON) RDS 접근 실온에서 다이오드 DMN3027LFG N 채널 MOSFET의이.이 VGS = 4.5V를 의미 배 정도 R2는 50MΩ 경우 선택 될 수있는 제조를 결정 R2 선택된 MOSFET의 RDS의 최대 (ON)을 지정하는 RDS (ON)과 일반적인 값은 최대이며 22mΩ 26.5mΩ이. 따라서, RDS (ON)이 최악 20mF 크기를 사용하여, 40mΩ, 15mΩ 95 %에서의 방전 시간으로부터 3.9ms (3 회 RC)를 이동 변경 커패시터 뱅크의 방전 시간은 5.4ms까지 연장 될 수있다.
MOSFET 안전을 보호하기 위해 최대 단일 펄스를 평가하십시오.
정격 일반의 TJ (최대) = 150을 초과하지 않는 최대 절대 접합 온도를 유지하면서 전력 MOSFET가 보안에 대응할 수 있도록 DMN3027LFG 커패시터의 에너지 소비의 함수로서 전류 및 전압을 시간이 지남에 따라서, 최대의 단일 펄스를 평가가 필요로되는 것 ℃로.] C.은 안전 동작 영역 (SOA의) MOSFET 데이터 테이블에 대한 세부 사항을 참조한다. 0.9V 방전 충전 된 커패시터 뱅크에 기초하여 애플리케이션의 SOA 게이트 구동 MOSFET 원하는 주변 동작 온도가 될 수 있어야 단일 SOA 곡선 최소 방열판 장착 적어도 1V, 10ms의. SOA 애플리케이션이 1ms 사이의 펄스 폭의 펄스 전류의 피크는, 일반적인 주변 온도에 적용된다 주목해야 수신 (또는 스페이서 MRP의 최소의 구성이라고 함) 이 때, 회로 기판, 즉 가정 60 ℃.
추가 고려 사항은 전력 DMN3027LFG (Q2) MOSFET과 직렬 저항 R2가 필요하다. 최악의 사용량은, 캐패시터를 충전 및 방전하는 매우 짧은 시간이다. 최악의 경우가 상정되어, 상기 연속 루프에 전원 시퀀서 수 20ms마다는 DC-DC 조정기를 시작하고 (10ms의 + 10ms의 비활성화 가능) DMN3027LFG 및 R2는 소비 전력의 약 0.5W 것이다 비활성화. 이것은 전체 에너지 용량 팩에서 알려져 20ms 방전마다 계산 :
P = E ÷ t = ½ CV2 ÷ 20 ms = 500 mW (C = 20 mF, 1 V로 충전 됨)
하부 15mΩ의 RDS (ON)이, R2 따라서 385mW의 전력 소비를 증가시키고, 언제 40mΩ, Q2 및 R2와 각각 222mW 및 278mW의 때문에, 소비 전력의 최대 온도 DMN3027LFG RDS (ON)을 조정. 0.5W를 사용해야 등급의 저항.
일반적인 애플리케이션에서, 주위 온도의 (RJA) 주위 열 저항 60 ℃ 부근이지만 DMN3027LFG 표면 패드 구성 권장 최소가 될 것으로 예상되는 130 ℃가 / W, 90 ℃ 222mW에 근접 TJ의 소비 전력이.이 TJ를 나타낸다 (최대)은 150 ℃ 많은 예약 공간 =.
도 3은 시간이 4ms의 약 5 %에 1V의 전하의 초기 상태에서 커패시터 뱅크를 방전 12.5A에 대한 피크 전류를 제한하기 위해 실제 동작 모드 회로를 나타내고,이 값은 계산 결과의 이론 값에 가깝다.
